PowerMonitor Hardware Version 1

Spannungsregler

Die Erzeugung der Versorgungsspannung für die Gate-Treiber (12V-20V) und die Mikrocontroller (5V) gestaltet sich hier aufgrund der hohen Eingangsspannung von 60V etwas komplizierter als üblich. Unter den Linearreglern gibt es nur den LM317HV der überhaupt solche Eingangspannungen verträgt. Da bei derartigen Spannungsdifferenzen die Verlustleistung aber nicht beherrschbar ist, wir ein Schaltregler benötigt.

Der TL2575HV erfüllt mit einer Maximalen Eingangsspannung von 60V genau die geforderte Spezifikation und ist mit ca. 50kHz Schaltfrequenz relativ anspruchslos was das Layout angeht. Da die Gate-Treiber für eine Versorgungsspannung von bis zu 20V spezifiziert sind, bietet es sich an diese Grenze auszunutzen, damit die Gates schneller geladen werden und die Schaltverluste in den Transistoren verringert werden. Diese Spannungsschiene wird jedoch im Schaltplan und in den weiteren Ausführungen als +12V bezeichnet.

Desweiteren werden noch ein LM1117-5.0 und ein TPS76950 zur Erzeugung von 5.0V für die Mikrocontroller bzw. die Analogen Komponenten verwendet.

Alle Spannungsregler werden über entsprechende Kupferflächen auf der Platine gekühlt.

Messung der Akkuspannung

Zum Messen der Akkuspannung mit dem im Mikrocontroller integrierten A/D-Wandler muss diese zunächst au ein Spannungsniveau von maximal 5V geteilt werden. Da die Akkuspannung nur zwischen 30V und 60V schwankt, kann man die Auflösung der Messung erhöhen wenn man nur diesen Bereich auf den Messbereich des AD-Wandlers abbildet. Hierzu kommt folgende Differenzverstärkerschaltung¹ zum einsatz:

Die Ausgangsspannung errechnet sich zu:

Vin2 ist hierbei die Akkuspannung und Vin1 eine beliebige, aber präzise Referenzspannung. Diese beträgt hier 3.000V und wird durch eine Referenzspannungsquelle vom Typ LM4040 erzeugt. Es wird ein 1kOhm Vorwiderstand verwendet, was einen Strom von etwa 2mA durch die Referenzspannungsquelle zur Folge hat.

Zur Berechnung der Widerstandswerte werden die beiden Grenzwerte des Messbereichs festgelegt. Hierbei ist zu berücksichtigen dass der Operationsverstärker 0V und die Versorgungsspannung nicht genau erreichen kann. Es wird deshalb ein Sicherheitsabstand von 0.2V zu den Spannungsschinen vorgesehen. Dies sollte für den verwendeten Rail-to-Rail Op-Amp (AD8541) ausreichend sein.

• Vin1 = 30V -> Vout = 0.2V

• Vin1 = 60V -> Vout = 4.8V

Man kann nun das obige Gleichungsystem lösen und Werte für die Widerstandsverhältnisse Rf/Rg und R2/(R1+R2) berechnen:

• R1 = 150kOhm
• R2 = 10kOhm
• RF = 22kOhm
• RG = 15kOhm

Um das Nyquist Theorem bei einer Abtastfrequenz von 100Hz zu erfüllen und die lastbedingten, schnellen Schwankungen der Akkuspannung zu mitteln, wird paralell zu R2 ein 22nF Kondensator geschaltet, welcher zusammen mit R1 einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von 50Hz bildet.

Messung des gesamten Akkustroms

Schaltung der Motorstromversorgung

aus Sicherheitsgründen soll die Stromversorgung für die Motoren getrennt werden können. Dazu gibt es folgende Optionen:

Optionen

mit Halbleiterventilen

• High-Side Switch
  • High-Side Swiches sind nicht mit den nötigen Spezifikationen (60V, 60A) verfügbar. Deshalb ist diese Variante vorerst nicht relevant
• N-Kanal MOSFET
  • in der Masse Leitung
  • in der Positiven Versorgungsleitung
    • benötigt Ladungspumpe, Highside-Treiber o.ä.

    • LT1910

• P-Kanal MOSFET
  • Keine Bauteile mit vernünftigen Widerstand verfügbar
  • Verluste zu groß

Verlustbetrachtung

Ausgehend davon dass N-Kanal MOSFETS mit 2mOhm Einschaltwiderstand verwendet werden, ergibt sich bei einem Strom von 60A und 4 paralell geschalteten MOSFETS eine gesamte Verlustleistung von 1.8W

mit mechanischem Schalter (Relais)

• FRA2 C 12

Verlustbetrachtung

Die Spule in diesem Relais benötigt laut Datenblatt 900mW

Umsetzung

Die Lösung mit 4 N-Kanal MOSFETS als High-Side Switches stellt zwar die Aufwendigste, aber auch Technisch beste Möglichkeit der oben aufgezählten Optionen dar.

• Vorteile
  • Robuster als Relais
  • kann heiss schalten
• Nachteile
  • teuer
  • etwas mehr Platzbedarf auf der Platine

Konkret werden folgende Bauteile verwendet:

• MOSFET: IRLS 3036

• High-Side Treiber: LT1910

Als MOSFET wird der selbe Typ wie in der Endstufe Endstufe verwendet. Er wird dort genauer beschrieben.

Auch bei der Auswahl des High-Side Treibers schränkten die gegebenen Anforderungen die in Frage kommenden Bauteile stark ein. Es wird ein Treiber mit integrierter Ladungspumpe benötigt, da der Leistuns-MOSFET dauerhaft eingaschaltet sein soll. Der LT1910 ist der einzige Baustein, der diese Funktion bietet und zudem die Eingangsspannugn von 60V aushält, den ich gefunden habe.

Genau genommen ist er laut Datenblatt sogar nur für 48V Betriebsspannung ausgelegt, verträgt aber Einschaltspitzen bis 60V. Ich verwende Ihn also mit dem Hindergedanken dass die Nominelle Akkuspannung nur 48V berägt (und nur die Ladeschlusspannung bis zu 60V betragen kann) in der Hoffnung dass er es überlebt.

Dimensionierung

Der LT1910 bietet die Möglichkeit über einen Shunt-Widerstand den Strom zu überwachen und beim überschreiten eines über den Wert des Widerstandes definierten Stroms die Last von der Spannungsversorgung zu trennen. Hierzu vergleicht der LT1910 die über dem Shunt abfallende Spannung intern mit einer vorgegebenen Referenzspannung von 65mV. Hieraus ergibt sich für den Wert des Shuntwiderstandes theoretisch 1.08mOhm. Da die Verlustleistung maximal 3.9W beträgt ist es sinnvoll mehrere Widerstände paralell zu schalten um die entstehende Wärme zu verteilen. Ich habe mich für diesen Widerstand entschieden, da vom 1. Layout noch einige vorhanden sind. Mit 4 Widerständen ergibt sich ein Gesamtwert von 1mOhm, was einen Strom von 65A beträgt.

Um im Fehlerfall die Zeit zu definieren nach der die Last wieder zugeschaltet wird ist ein externen Kondensator nötg. Dieser wird bei Überstrom auf 1V entladen und anschließend über eine Konstantstromquelle mit 14µA wieder auf 2.9V geladen. Für eine Verzögerungszeit von 100ms, was ausreichend ist damit der Mikrocontroller reagieren kann, ist ein Kondensator mit 737nF nötig. Dies ergibt sich über den Zusammenhang Q=C*U und I=dQ/dt. Die Kapazität errechnet sich dann zu C=I*dt/dU. Ein Kondensator mit 1µF sollte also ausreichend sein.

Kühlung

Zur Kühlung der Transistoren sind 2 Kühler vom Typ Fischer FK 244 vorgesehen die bei Bedarf auf die Platine aufgelötet werden und die Tranistoren über den Kupferbelag der Platine Kühlen.

Ein Kühlkörper direkt auf die Transistoren zu kleben ist nicht sinnvoll, da der Wärmewiderstand zwischen aktivem Halbleiter und dem Plastikgehäuse sehr groß ist.

Sonstige Betrachtungen

Der Strom kann auf Grund von Rückspeisung beim Bremsen auch "Rückwärts" fließen. Da die Transistoren im sperrenden Zustand auf Grund der parasitären Shottky trotzdem von Source nach Drain leiten lässt sich eine Rückspeisung nicht verhindern. Dies ist jedoch erst bei hohen Drehzahlen relevand, da die Polradspannung das Niveau der Batteriespannung übersteigen muss. Im Fall eines Kurzschlusses auf Batterieseite würden die Motoren jedoch fast mit Maximaler Leistung bremsen. Aber wenn das passiert haben wir eh ein anderes Problem.

Layout

Shunt für den LT1910

Auf der Platine sind insgesamt 8 Widerstände vorgesehen um die benötigten 4x4mOhm flexibel auf der Ober- und Unterseite bestücken zu können.

Teileliste

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Fußnoten: